集成式DC／DC转换器结构及工作原理
发布日期:2022-05-23
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针对智能卡供电，本文提出了一种集成式DC/DC转换器结构并分析了它的工作原理。该系统效率可达到85%，拥有足够的鲁棒性，可满足所有复杂的ISO7816-3规范，并已通过EMV和EMV Co程序1级和2级。该结构特别适用于便携式收款机（POS）等智能卡应用。
智能卡的工作电压已经升级到可适用于任何专门针对这种应用的芯片。初的ISO7816-3和EMV （Europay/Master card/Visa）文件现在包括1.8V、3.0V和5.0V作为适用的工作电源。因此，位于卡和之间的物理接口必须能够将上述任何一种电源和主MPU适配。电源必须保持表1中规定的工作条件。另外，电源必须能在750μs内断开和卡的连接，特别是在带电拔出卡时。
除了静态工作以外，在负载为100mA/400ns脉冲状态下，电源可把输出电压保持在容限以内。这样的要求涉及到系统工作状态，而不仅仅是电源。
DC/DC转换器
考虑到对于POS机便携式�？椋谀苁枪丶侍猓蚨畔瓤悸腔诘绺械慕峁梗跃×刻岣咝�。实际上，在输出功率高达300mW的情况下，电感结构在整个工作电压范围内的效率可以达到85%，这是低成本开关电容技术难以达到的水平。
另一方面，因为输入电压可以从 低2.70V到 高5.50V（在电池快用完或在电池充电后），该结构必须自动地、无需调整地从升压转换到降压工作，反之亦然。图1描述的概念已经得到开发，以满足这些要求，在设计中以保持EMV 成为主要的目标。
在硅裸片中实现的真实系统更加复杂，因为工作时既不能有电压尖峰同时又要能实现调整及低纹波。重要的是，电路必须满足所有EMV规范，尤其是电源下降序列、电源关断时序及输出短路电流。
为达到这些要求，图2所示的转换器增加了几个额外的NMOS及PMOS晶体管。
周期1：Q1及Q4开通，且电感L1由外接电池来充电。在此阶段，Q2/Q3及Q5/Q6关断。
流经Q1及Q4两个MOSFET的电流在内部被监视，并在达到Ipeak值（峰值电流，取决于可编程输出电压值）时关断。在这一点上，周期1完成而周期2开始。“开通”时间是电池电压及引脚10与11之间所连接的电感网络值（L及Zr）的函数。
为防止出现不受控运行，4μs暂停结构可确保系统在过载或低电池输入情况下只在连续的周期1环路内运行。
周期2：Q2及Q3开通，且存储在电感L1中的能量通过Q2转移到外接负载。在此阶段，Q1/Q4及Q5/Q6关断。电流流通周期是900ns恒定值（典型值），如果CRD_VCC电压低于规定值，在这段时间以后重复周期1。
当输出电压达到规定值（1.80V、3.0V或5.0V）时，Q2与Q3立即关断，以免在输出负载上产生过压。与此同时，两个额外的NMOS——Q5及Q6开通，以便完全放掉存储在电感中的电流，避免在系统上产生振铃及电压尖峰。图3给出了DC/DC转换器的理论波形。
当CRD_VCC被编程为0V，或当智能卡从插座中拔出时，有源下拉Q7迅速对输出储能电容进行放电，确保当卡在ISO触点上滑行时输出电压低于0.40V。由于Q7的导通电阻低，输出电压在不到100μs的时间内即迅速下降至400mV，远低于EMV规定的大值750μs。
输出电压纹波，尽管ISO7816-3或EMV未直接规定，但它在智能卡的运行中扮演重要角色。其峰峰值取决于以下两个主要电参数：
1．在输出硅结构及净储能电容之间的总串联电阻；
2．稳压，即检测带 小门限及滞后的输出电压的能力。
个参数取决于芯片与外界相连的内部焊接线、连接储能电容串联电阻的引脚接点以及用于连接引脚到负载的印刷铜导线。当大电流通过引脚时，广泛采用多焊接线技术，以将串联电阻减少至50m（，或者如果使用更宽的焊接线，则电阻值更低。
印刷电路板走线的宽度可根据给定应用所需的电流处理需要而定。此外，该串联电阻会是一个问题，因其牵涉到的外部无源元件随不同应用变化很大。 关键的部分是储能电容，因为（基于经济的原因）一般低成本类型，但这又会产生几乎不可能完全消除的高电压尖峰。
根据用于开发电容的技术类型，寄生元件可能拥有相对较高的值，会产生较大的不可控制的尖峰。如图4所示，此等效串联电阻（ESR）非常容易引起此类尖峰，因为电源电流会直接流过它，并将高电压脉冲带入输出源中。
基于在NCN6001和NCN6004A特性化中进行的实验， 佳的方案是使用两个并联的4.7μF/10V/陶瓷/X7R电容来实现CRD_VCC滤波。ESR在整个温度范围内不超过50m？，而且标准元件的组合提供一个可以接受的-20%到+20%的容差，成本增加有限。表2给出了 常用电容类型的大致比较。图5显示了对于进行输出电压滤波的不同电容类型，NCN6001或NCN6004A演示板上观察到的CRD_VCC纹波。在上面曲线上观察到的较大且快速的瞬变是非常难以滤除的，因为它们的能量很高。很清楚，铝电容不适合这类应用，应该避免使用。
第二个参数取决于内部比较器的性能、电压参考容限和数字处理。电压参考从一个稳定的带隙电路中引出，产生±3%的容差。另一方面，模拟功能的偏差和漂移通过高端集成技术减小。详细分析直流/直流的工作有助于理解每个元件对于输出电压纹波的影响（参见图2和图6）。
在工作中，电感电流在Iv和Ip值之间交替改变，如图6所示。当系统从周期#1反转变为周期#2时，电感中积累的能量传输到负载，而储能电容电压随着能量向它转移而增加。
令k=R1/（R1+R2）。当Vo大于k*Vref时，内部比较器U1翻转，在时间t1输出电流降为零相应的，输出电容中载有之前存储在电感中的全部能量，而且输出电压保持增加到参数k*Vref规定的参考值以上终电压Vohp代表高端纹波幅度。
此时，输出电压开始下降（因为电感中不再有能量供出），而且根据负载决定的时间t2，比较器会在Vo小于k*Vref时翻转。直流/直流转换器继续周期#1工作，但是输出电压继续下降，因为要达到Ip电流值（时间t3）需要更多的时间，而且电感从零开始充电后，达到纹波幅度的低端Volp时，周期#2开始一个新的周期。图6的波形图描述了这个机理。
本文结论
智能卡的工作电压已经升级到可适用于任何专门针对这种应用的芯片。初的ISO7816-3和EMV （Europay/Master card/Visa）文件现在包括1.8V、3.0V和5.0V作为适用的工作电源。因此，位于卡和之间的物理接口必须能够将上述任何一种电源和主MPU适配。电源必须保持表1中规定的工作条件。另外，电源必须能在750μs内断开和卡的连接，特别是在带电拔出卡时。
除了静态工作以外，在负载为100mA/400ns脉冲状态下，电源可把输出电压保持在容限以内。这样的要求涉及到系统工作状态，而不仅仅是电源。
DC/DC转换器
随着应用的日渐广泛，从电池供电的便携式系统到电视卫星接收机，智能卡接口必须高效处理大的输入电压范围并具有高效率。基本上，只要能为卡提供所需的电源，它能以任何类型的结构来实现。如可以设计成一种基于开关电容的转换器，但是考虑到便携式POS系统时，其有限的效率成为一个关键问题。对于GSM应用则不同，因为输出功率限制为50mW，因而在无线电话PCB上优先考虑这种基于电容的结构，以节约空间。
考虑到对于POS机便携式�？椋谀苁枪丶侍猓蚨畔瓤悸腔诘绺械慕峁梗跃×刻岣咝�。实际上，在输出功率高达300mW的情况下，电感结构在整个工作电压范围内的效率可以达到85%，这是低成本开关电容技术难以达到的水平。
另一方面，因为输入电压可以从 低2.70V到 高5.50V（在电池快用完或在电池充电后），该结构必须自动地、无需调整地从升压转换到降压工作，反之亦然。图1描述的概念已经得到开发，以满足这些要求，在设计中以保持EMV 成为主要的目标。
在硅裸片中实现的真实系统更加复杂，因为工作时既不能有电压尖峰同时又要能实现调整及低纹波。重要的是，电路必须满足所有EMV规范，尤其是电源下降序列、电源关断时序及输出短路电流。
为达到这些要求，图2所示的转换器增加了几个额外的NMOS及PMOS晶体管。
该系统按照两周期的概念运行（所有注释请参见图2及图3），并带有考虑了智能卡要求的特殊结构：
周期1：Q1及Q4开通，且电感L1由外接电池来充电。在此阶段，Q2/Q3及Q5/Q6关断。
流经Q1及Q4两个MOSFET的电流在内部被监视，并在达到Ipeak值（峰值电流，取决于可编程输出电压值）时关断。在这一点上，周期1完成而周期2开始。“开通”时间是电池电压及引脚10与11之间所连接的电感网络值（L及Zr）的函数。
为防止出现不受控运行，4μs暂停结构可确保系统在过载或低电池输入情况下只在连续的周期1环路内运行。
周期2：Q2及Q3开通，且存储在电感L1中的能量通过Q2转移到外接负载。在此阶段，Q1/Q4及Q5/Q6关断。电流流通周期是900ns恒定值（典型值），如果CRD_VCC电压低于规定值，在这段时间以后重复周期1。
当输出电压达到规定值（1.80V、3.0V或5.0V）时，Q2与Q3立即关断，以免在输出负载上产生过压。与此同时，两个额外的NMOS——Q5及Q6开通，以便完全放掉存储在电感中的电流，避免在系统上产生振铃及电压尖峰。图3给出了DC/DC转换器的理论波形。
当CRD_VCC被编程为0V，或当智能卡从插座中拔出时，有源下拉Q7迅速对输出储能电容进行放电，确保当卡在ISO触点上滑行时输出电压低于0.40V。由于Q7的导通电阻低，输出电压在不到100μs的时间内即迅速下降至400mV，远低于EMV规定的大值750μs。
输出电压纹波，尽管ISO7816-3或EMV未直接规定，但它在智能卡的运行中扮演重要角色。其峰峰值取决于以下两个主要电参数：
1．在输出硅结构及净储能电容之间的总串联电阻；
2．稳压，即检测带 小门限及滞后的输出电压的能力。
个参数取决于芯片与外界相连的内部焊接线、连接储能电容串联电阻的引脚接点以及用于连接引脚到负载的印刷铜导线。当大电流通过引脚时，广泛采用多焊接线技术，以将串联电阻减少至50m（，或者如果使用更宽的焊接线，则电阻值更低。
印刷电路板走线的宽度可根据给定应用所需的电流处理需要而定。此外，该串联电阻会是一个问题，因其牵涉到的外部无源元件随不同应用变化很大。 关键的部分是储能电容，因为（基于经济的原因）一般低成本类型，但这又会产生几乎不可能完全消除的高电压尖峰。
根据用于开发电容的技术类型，寄生元件可能拥有相对较高的值，会产生较大的不可控制的尖峰。如图4所示，此等效串联电阻（ESR）非常容易引起此类尖峰，因为电源电流会直接流过它，并将高电压脉冲带入输出源中。
基于在NCN6001和NCN6004A特性化中进行的实验， 佳的方案是使用两个并联的4.7μF/10V/陶瓷/X7R电容来实现CRD_VCC滤波。ESR在整个温度范围内不超过50m？，而且标准元件的组合提供一个可以接受的-20%到+20%的容差，成本增加有限。表2给出了 常用电容类型的大致比较。图5显示了对于进行输出电压滤波的不同电容类型，NCN6001或NCN6004A演示板上观察到的CRD_VCC纹波。在上面曲线上观察到的较大且快速的瞬变是非常难以滤除的，因为它们的能量很高。很清楚，铝电容不适合这类应用，应该避免使用。
第二个参数取决于内部比较器的性能、电压参考容限和数字处理。电压参考从一个稳定的带隙电路中引出，产生±3%的容差。另一方面，模拟功能的偏差和漂移通过高端集成技术减小。详细分析直流/直流的工作有助于理解每个元件对于输出电压纹波的影响（参见图2和图6）。
在工作中，电感电流在Iv和Ip值之间交替改变，如图6所示。当系统从周期#1反转变为周期#2时，电感中积累的能量传输到负载，而储能电容电压随着能量向它转移而增加。
令k=R1/（R1+R2）。当Vo大于k*Vref时，内部比较器U1翻转，在时间t1输出电流降为零相应的，输出电容中载有之前存储在电感中的全部能量，而且输出电压保持增加到参数k*Vref规定的参考值以上终电压Vohp代表高端纹波幅度。
此时，输出电压开始下降（因为电感中不再有能量供出），而且根据负载决定的时间t2，比较器会在Vo小于k*Vref时翻转。直流/直流转换器继续周期#1工作，但是输出电压继续下降，因为要达到Ip电流值（时间t3）需要更多的时间，而且电感从零开始充电后，达到纹波幅度的低端Volp时，周期#2开始一个新的周期。图6的波形图描述了这个机理。
本文结论
在工作条件中效率为85%的DC/DC转换器被开发应用于智能卡供电，可满足所有复杂的ISO7816-3规范。该系统拥有足够的鲁棒性，可以在负载从零到峰值快速变化时防止系统锁存，即使电池在输入电压范围的任何一端时也可以实现。另外，短路电流保护避免了任何热失控，因为过载电流触发点会随着温度的升高而减少。这种结构已经通过EMV和EMV Co 程序1级和2级，包括EMV2000协议。
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